Spezifizierung von Induktoren für Entstörfilter bei Spannungswandlern

Die meisten modernen Spannungswandler und alle isolierten DC/DC-Wandler sind vom ‘geschalteten’ Typ, wobei externe Gleichspannungen mit hohen Frequenzen ‘zerhackt’ werden, um Wechselspannung für den internen Trenntransformator zu erzeugen. Die Ausgangswechselspannung des Transformators wird wieder gleichgerichtet und durch Steuerung des Tastverhältnisses mit hohem Wirkungsgrad und geringen Verlusten geregelt. Ein Nachteil dabei ist, dass durch die Schaltprozesse hochfrequente Rippelströme am Eingang und Ausgang zusammen mit leitungsgebundenen und abgestrahlten Störungen entstehen, die die Anwendung stören können. Für verbesserten Wirkungsgrad geht der Trend bei Spannungswandlern zu noch höheren Schaltfrequenzen mit noch schnelleren Anstiegsgeschwindigkeiten, was zu einem weitaus breiteren Spektrum an Störungen führt.

Alle kommerziellen Spannungswandler enthalten intern mindestens eine Filterung, um die Rippelströme und Störspannungen auf typische Höchstwerte von etwa 1% des DC-Ausgangs zu begrenzen. Das ist in den meisten Fällen ausreichend. Wenn für eine empfindliche Anwendung geringere Werte gefordert sind, ist ein externer L-C-Filter eine einfache Lösung (Abbildung 1).


Die Impedanz des Induktors ist bei Gleichspannung theoretisch Null und die Impedanz des Kondensators unendlich, so dass die gewünschte Gleichspannung unbeeinflusst ist. Mit steigender Frequenz steigt jedoch die Impedanz des Induktors ZL und die Impedanz des Kondensators ZC sinkt, was zu einem zunehmenden ‘Spannungsteiler’-Effekt führt. Die gewählte Filter-Eckfrequenz verringert Rippelströme bei der Schaltfrequenz des Wandlers. Die Dämpfung von Störspitzen, die aus einem Frequenzspektrum bis hoch zu mehreren zehn MHz bestehen, ist jedoch schwieriger vorherzusagen. Der Grund dafür ist, dass das L-C-Netzwerk bei einigen Frequenzen, wenn die Werte von ZL und ZC gleich werden, in ‘Resonanz’ kommt und Störungen verstärkt statt gedämpft werden können, obwohl dieser Effekt durch den Lastwiderstand abgeschwächt wird.

Oberhalb der Resonanz gibt es noch eine gewisse Störungsdämpfung, es treten aber auch andere parasitäre Effekte auf. Die Eigenkapazität des Induktors erzeugt beispielsweise eine weitere Resonanz bei einer viel höheren Frequenz. Diese Kapazität neigt auch dazu, Störungen den Induktor ‘umgehen’ zu lassen. Bei höheren Frequenzen nehmen Kernverluste im Induktor zu und der Wechselstromwiderstand des Induktordrahtes steigt infolge des ‘Skin-Effektes’. Auch der Kondensator wirkt zunehmend als Widerstand, da seine Impedanz verglichen mit seinem Äquivalenten Serienwiderstand (ESR) klein wird. Die Äquivalente Serieninduktivität (ESL) des Kondensators hat ebenfalls Hochfrequenz-Auswirkungen. Wenn diese parasitären Elemente einbezogen werden, entspricht das äquivalente Schaltbild eines L-C-Filters eher der Abbildung 2.

LLOSS 1 und 2 zusammen mit RLOSS 1 und 2 sind ein vereinfachter Weg zur Einbeziehung des Effekts frequenzabhängiger Kernverluste im Stromkreis – unterschiedliche Werte von LLOSS ergeben unterschiedliche Impedanzen, wodurch unterschiedliche Widerstände RLOSS 1 und 2 eine Auswirkung bei unterschiedlichen Frequenzen haben. Zur Verfeinerung des Modells können weitere LLOSS / RLOSS Netzwerke hinzugefügt werden, aber die Werte der Komponenten sind aus den Informationen des Datenblattes des Induktors bislang schwierig zu berechnen, so dass die Werte für einen bestimmten Induktor und einen Kern empirisch ermittelt werden. Abbildung 3 zeigt ein Simulationsergebnis der Dämpfung eines Filter mit und ohne LLOSS / RLOSS Netzwerke mit einigen angenommenen Werten für L und C und deren parasitären Anteilen und zeigt, dass der Kernverlust eine starke Auswirkung auf die Dämpfung hochfrequenter Störungen haben kann – in diesem Fall einen Unterschied von 20 dB bei etwa 10MHz. Leider steht der Kernverlust nicht in typischen Datenblättern von Induktoren und kann stark variieren.

Bei der Wahl eines kommerziellen Induktors für den EMV-Filter auf der Eingangsseite eines DC/DC-Wandlers geben die Informationen im Datenblatt (Abbildung 4) des Induktor-Herstellers normalerweise kaum mehr als Induktivität, DC-Widerstand und manchmal die Resonanzfrequenz an. Das kann zwar die Dämpfung des reflektierten Rippelstroms am Eingang um einen bestimmten Betrag ermöglichen, die Dämpfung von Störspitzen und deren Spektrum ohne Angaben zu den parasitären Komponenten ist jedoch nur schwer vorherzusagen. Wie bereits am Ausgangsfilter gesehen, werden Hochfrequenzeffekte wie Kernverluste einen starken Einfluss auf die Störungsdämpfung haben. Es ist verständlich, dass Hersteller der Induktoren diese Informationen nicht angeben, da es viele Variablen gibt. Der Kernverlust hängt beispielsweise von der Amplitude des AC-Anteils der Wellenform sowie ihrer Form ab. Außerdem hängt er von der Frequenz, dem DC-Bias-Strom und der Temperatur ab.


Die Wahl des optimalen Induktors schwierig und kann schlimmstenfalls zu leitungsgebundenen und abgestrahlten Störungen führen, welche die operationellen oder sogar die gesetzlichen Grenzwerte überschreiten. Eventuell wird das erst festgestellt, wenn ein Endprodukt unabhängigen EMV-Prüfungen unterzogen wird. An diesem Punkt sind Änderungen sehr kostspielig.

Falls eine entsprechende Prüfumgebung einschließlich Antennen und EMV-Kammer verfügbar ist, können Muster-Induktoren mit denselben Nennwerten von unterschiedlichen Herstellern in der Schaltung ausprobiert werden, um die Ergebnisse in der Praxis zu testen. Ein großer Wert der Induktivität scheint eine gute Idee zu sein, aber die Resonanzfrequenz verringert sich und ein physisch kleines Bauteil hat wahrscheinlich einen hohen DC-Widerstand, was je nach Last am Wandler zum Spannungsabfall führt und etwas Leistung vergeudet. Große Induktoren haben zudem auch eine große Eigenkapazität, was die Hochfrequenzdämpfung vermindert. Ein weiterer Aspekt ist, dass eine große Induktivität selbst bei Änderungen des Laststroms Spannungsspitzen verursacht. Eine kleinere Induktivität mit einem größeren Kondensator ist eine Option. Falls aber aus Kosten- und Platzgründen ein Elektrolytkondensator verwendet wird, hat er weniger gute Hochfrequenz-Eigenschaften. Andere Arten wie Keramikkondensatoren sind im Hochfrequenz-Bereich gut, aber bei hohen Kapazitäten groß und teuer.

Die richtige Kombination aus Induktor und Kondensatoren ist ein Kompromiss zwischen Kosten, Größe und Leistung. Für Induktoren gibt es eine verwirrende Auswahl auf dem Markt. Es gibt Typen mit Ferrit- oder Eisenpulverkern und manch exotische Varianten wie polykristalline Kerne, dann sind Walzen-, Ring- und ‘E’-Formen zu berücksichtigen sowie durchkontaktierte oder SMD-Montage, was sich ebenfalls auf die Leistung auswirken kann. Ein Käufer findet sehr unterschiedliche Preise für Bauelemente, die scheinbar gleiche Spezifikationen für Induktivität und Nennstrom haben.

Jeder angebotene Induktor ist jedoch für bestimmte Anwendungen geeignet. Typen mit Ferritkern haben die geringsten Verluste, aber das Material ist teurer als Eisenpulver. Eisenpulver ist toleranter gegenüber Überstrom und behält seine Induktivität besser bei als Ferrit. ‘Ringförmige’ oder Toroid-Kerne haben geringe magnetische Streufelder, sind aber schwieriger zu wickeln und abzuschließen als Walzen- oder ‘Bobine’-Kerne. Daher müssen bei der Auswahl der optimalen Lösung Ingenieure aus allen Bereichen Konstruktion, Produktion, EMV, Einkauf und Verfahrenstechnik einbezogen werden.

Als Hersteller von AC/DC- und DC/DC-Wandlern hat RECOM die Schwierigkeit erkannt, den richtigen Induktor zu spezifizieren. Die Firma bietet eine Reihe kostengünstiger Induktoren und empfohlener Kondensatoren an, die zu deren meisten Spannungswandlern passen und zu denen Prüfergebnisse aus Messungen der leitungsgebundenen und abgestrahlten Störungen in der hauseigenen EMV-Kammer vorliegen. Kunden erhalten eine erprobte Lösung zur Störminderung aus einer Hand und sparen so Zeit und Geld und können ihre Produkte schneller auf den Markt bringen.

[1] RECOM: www.recom-power.com
[2] Modelling ferrite core losses: http://ridleyengineering.com/design-center-ridley-engineering/39-magnetics/185-a03-modeling-ferrite-core-losses.html

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